Semiconductores de potencia · Laboratorio interactivo

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01 / EXPLORA Y COMPRENDE

Convertir energía, controlar el flujo

La idea central no es amplificar una señal pequeña, sino procesar energía con pocas pérdidas.

¿Qué vas a aprender?

COMPORTAMIENTO

Distinguir bloqueo, conducción y conmutación. Separar el modelo ideal de las limitaciones reales.

CONTROL

Reconocer quién decide el encendido y el apagado, y qué necesita el circuito de mando.

ELECCIÓN

Relacionar la aplicación con las pérdidas, la frecuencia, las tensiones, las corrientes y la temperatura.

Cómo utilizarlo. Recorre las secciones en orden o entra directamente en un laboratorio. Los parámetros son didácticos: no representan un componente comercial ni sustituyen su hoja de datos.

Una misma energía, distintas formas

La electrónica de potencia combina semiconductores y control para convertir energía eléctrica eficientemente y actuar sobre magnitudes como tensión, corriente o frecuencia.

Forma de la energía a la entrada

Forma de la energía a la salida

Entrada

Salida

Las pequeñas ondas representan el tipo de energía, no la forma de onda exacta de un convertidor. Una salida CC puede contener rizado.

Potencia y control no son el mismo camino

Selecciona un bloque para descubrir su función. Las flechas horizontales representan el camino principal de la energía; las otras, señales de medida y mando.

↑ Disparo
↓ Medidas internas

Medidas de entrada
→ Prealimentación

Medidas de salida
← Realimentación

Potencia de entrada
P_in

Potencia útil
P_out

Pérdidas
P_pérd

η = P_out / P_in = P_out / (P_out + P_pérd)

Balance de potencias medias en régimen permanente, sin variación neta de la energía almacenada. La alimentación auxiliar del control se incluye si queda dentro del sistema analizado.

La pregunta que clasifica a los dispositivos

SIN MANDO DE PUERTA

Diodo

El circuito externo determina cuándo conduce y cuándo deja de conducir.

ENCENDIDO CONTROLADO

SCR convencional

La puerta inicia la conducción; retirarla no ordena el apagado de un SCR ya enclavado.

ENCENDIDO Y APAGADO

Transistores y GTO

El mando puede iniciar y terminar la conducción, con mecanismos y limitaciones diferentes.

En todos los casos deben respetarse las condiciones del circuito y los límites del dispositivo. Tener control de apagado no permite interrumpir arbitrariamente la corriente de una inductancia sin un camino adecuado.

02 / EXPLORA Y COMPRENDE

Un buen interruptor pierde poco

Conducir mucha corriente y soportar mucha tensión son funciones que conviene separar en el tiempo.

Ideal no significa corriente infinita

Un interruptor ideal cerrado tiene caída de tensión nula. La corriente la fija el resto del circuito.

U = 100 V; R = 20 Ω

v_S—

i—

p_S = v_Si—

¿Dónde se convierte la energía en calor?

En el dispositivo real puede haber pérdidas tanto en los estados estables como durante los cambios. El área bajo p(t) es energía, no potencia media.

Modelo del interruptor

Tensión en bloqueo y corriente en conducción fijadas por el circuito externo.

Tensión de bloqueo U

Corriente en conducción I

Ciclo de trabajo D

Frecuencia f_s

Caída en conducción V_on

Corriente de fuga

Duración de encendido

Duración de apagado

Observa las transiciones

TensiónCorrientePotencia instantánea

Cursor temporal

Mueve el cursor para relacionar tensión, corriente y potencia en el mismo instante.

Conducción—Solo el intervalo estable

Conmutación—Encendido + apagado

Bloqueo—Solo el intervalo estable

Total en el dispositivo—Potencia media

Las curvas muestran un modelo de conmutación dura con transferencia de corriente y cambio de tensión en etapas sucesivas. No representan una conexión directa a una carga puramente resistiva. En la vista de un período, usa el zoom para ver las transiciones breves.

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

p(t) = v(t) i(t)
E = ∫ p(t) dt; P = (1/T) ∫₀^T p(t) dt
T = 1/f_s; P_sw = (E_on + E_off) f_s

D es el tiempo entre la orden de encendido y la de apagado, dividido por T. El encendido ocupa el inicio de ese intervalo; el apagado comienza al terminarlo. Cada transición se divide en dos mitades: en una cambia linealmente la corriente y en la otra la tensión.

E_on/off = (t_on/off/4) [U (2I + I_fuga) + IV_on]
P_cond = V_onI(D − t_on/T)
P_bloq = UI_fuga(1 − D − t_off/T)

Estas expresiones integran exactamente las curvas dibujadas. Con caída y fuga pequeñas, E_on/off ≈ UIt_on/off/2. El factor depende de la forma de la transición: no debe aplicarse a cualquier dibujo de tensión y corriente.

Se cuenta como conmutación toda la energía en sus ventanas temporales, sin volver a sumarla a la conducción o al bloqueo. No se modelan recuperación del diodo, capacitancias de salida, inductancias parásitas, sobretensiones ni cola de IGBT. La potencia de accionamiento se estudia por separado. [1]

Dos leyes útiles para no confundir pérdidas

Modelo resistivo

P_cond = R_DS(on) I_rms²

Es el modelo habitual del MOSFET plenamente excitado. I_rms es el valor eficaz de la corriente del dispositivo sobre el período completo.

Umbral más pendiente

P_cond ≈ V₀I_av + rI_rms²

Aproximación útil para la rama de conducción de un diodo, SCR o IGBT. Se aplica al sentido de corriente representado por el modelo.

Los parámetros dependen de la temperatura y de las condiciones de excitación. Para corrientes rectangulares de amplitud I y duración relativa D, despreciando transiciones: I_av = ID y I_rms = I√D. [4]

03 / EXPLORA Y COMPRENDE

Diodos: el circuito decide

Del punto de trabajo a la recuperación inversa: una rectificación aparentemente sencilla también tiene dinámica.

Conducir en directa, bloquear en inversa

Se toma v_AK = v_A − v_K y corriente positiva de ánodo a cátodo. La barra del símbolo identifica el cátodo.

Modelo estático

Fuente V_s

Resistencia de carga R

Modelo lineal: V₀ = 0,8 V; r_d = 0,1 Ω. Se omiten fugas y ruptura.

Estado—

i_D—

v_AK—

p_D—

Característica del diodoRecta de carga

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

El circuito selecciona el punto de trabajo

V_s = R i_D + v_AK

La intersección de la recta de carga y la característica del diodo debe cumplir ambas relaciones simultáneamente. En el ideal: i_D ≥ 0, v_AK ≤ 0 y v_AKi_D = 0. En el origen, las descripciones de conducción y bloqueo coinciden; no hay transferencia de potencia.

Relación con el laboratorio del rectificador de media onda: allí ambos diodos usan un modelo aún más sencillo, una caída constante V_F, sin resistencia dinámica.

Ideal: i_D = max(0, V_s/R)
Lineal: i_D = max[0, (V_s − V₀)/(R + r_d)]

La característica exponencial del diodo real

i_D = I_S[exp(v_AK / (nV_T)) − 1]
V_T = kT/q ≈ 25,7 mV a 298 K

I_S es la corriente de saturación inversa, n el factor de idealidad (1 en la expresión simplificada), k la constante de Boltzmann y q la carga elemental. T es temperatura absoluta. La ley exponencial no representa por sí sola la ruptura inversa ni todos los efectos a alta corriente.

El diodo real no posee un umbral perfectamente abrupto de 0,7 u 0,8 V. El modelo por tramos facilita los cálculos; la caída y la fuga reales dependen de corriente, temperatura y tecnología. No se debe deducir una variación completa con temperatura cambiando solo V_T y manteniendo artificialmente constante I_S.

Apagar un diodo también lleva tiempo

Al pasar de conducción directa a bloqueo inverso, un diodo PN debe evacuar carga almacenada. Durante la recuperación puede circular corriente inversa, aunque el sentido de conducción habitual sea el contrario.

Mecanismo representado

Corriente directa previa: 10 A.

Esta es una forma de onda triangular ilustrativa de recuperación, con parámetros ajustables de manera independiente. No comprueba la carga almacenada, los límites del dispositivo ni el circuito de conmutación; los valores mostrados no constituyen un punto de funcionamiento validado de un diodo real.

Tiempo t_a

Escala logarítmica: de 10 ns a 20 µs.

Pendiente impuesta |di/dt|

Escala logarítmica: de 0,1 a 200 A/µs.

Suavidad SF = t_b/t_a

Frecuencia del circuito para comparar

Pico inverso |I_RR|—

Tiempo t_rr—

Carga Q_rr—

El área sombreada representa el módulo de la carga de recuperación, no una energía. Para calcular energía hace falta también la tensión y la dinámica del circuito.

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

t_rr = t_a + t_b; SF = t_b/t_a
|I_RR| = |di/dt| t_a
Q_rr ≈ ½ |I_RR| (t_a + t_b)

t_a va desde el cruce por cero de la corriente hasta el pico inverso; t_b, desde ese pico hasta el final del lóbulo triangular. El tiempo real de recuperación se especifica con un criterio de medida de la hoja de datos, que puede no corresponder a corriente exactamente nula.

Los controles separan parámetros para estudiar su significado. El tiempo y la pendiente de los controles logarítmicos se redondean a tres cifras significativas antes del cálculo. En un dispositivo real no son independientes: influyen la corriente directa, la temperatura, la pendiente de conmutación y la tensión inversa. Una recuperación abrupta puede excitar sobretensiones en inductancias parásitas.

El Schottky no presenta la recuperación por almacenamiento de portadores minoritarios propia del PN. Eso no elimina la corriente de desplazamiento asociada a su capacitancia ni todas las pérdidas de conmutación. Esta vista las omite expresamente. [5]

Escoge el tipo de diodo por el problema que resuelve

Tendencias de familias. Los rangos orientativos no son fronteras universales.
Tipo	Qué favorece	Qué debes vigilar
Rectificador estándar	Rectificación de red a 50/60 Hz; altas tensiones y corrientes.	Recuperación lenta: un ejemplo de 25 µs es pequeño frente a 20 ms, pero no frente a 10 µs.
Recuperación rápida	Acompañar a dispositivos conmutados; tiempos desde decenas de ns hasta varios µs, según el tipo.	`Q`_rr, pico, suavidad, temperatura y condiciones de ensayo.
Schottky de Si	Alta frecuencia y baja tensión; caída directa reducida en aplicaciones comparables.	Fuga relativamente alta y capacidad de bloqueo más limitada que las tecnologías de alta tensión.
Schottky de SiC	Alta frecuencia con mayor tensión de bloqueo que Schottky de Si.	Caída directa, carga capacitiva, temperatura, encapsulado y coste del conjunto. No confundir baja recuperación con pérdidas totales nulas.

04 / EXPLORA Y COMPRENDE

Tiristores: encender no es apagar

La puerta de un SCR se parece más a una orden de inicio que a un interruptor que deba permanecer pulsado.

La memoria de un SCR

Observa la diferencia entre iniciar la conducción, enclavar el dispositivo y mantenerlo encendido. Los umbrales de este ejemplo son I_L = 50 mA e I_H = 25 mA.

Dispositivo

Fuente

Resistencia de carga R

Puerta aplicada: corriente positiva suficiente. En el GTO, la orden de apagado representa un pulso negativo de amplitud y duración adecuadas.

Estado—

Corriente real i_T—

Tensión v_AK—

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

Enclavamiento, I_L: corriente principal que debe alcanzarse durante el disparo para que el dispositivo permanezca encendido al retirar la señal de puerta. [3]

Mantenimiento, I_H: umbral por debajo del cual un dispositivo ya enclavado deja de mantenerse en conducción, sin excitación de puerta. No es la corriente necesaria para iniciar el enclavamiento. [2]

Si conduce: i_T = max[0, (U − 1,2 V)/R]

Se adopta una caída directa constante de 1,2 V, con carga resistiva. La puerta positiva puede sostener la conducción antes del enclavamiento; sin puerta se exige el enclavamiento previo y una corriente no inferior a I_H. Las fugas, la propagación de corriente por el chip y los transitorios de apagado no se simulan. Cada acción representa un nuevo estado establecido.

Los valores elegidos para I_L, I_H y la caída solo sirven para comparar los mecanismos del SCR y del GTO. No son una caracterización real de ambos. El bloqueo inverso del GTO depende de su estructura; aquí se idealiza para el ensayo de polarización.

El apagado no termina en el cruce por cero

En un SCR, el circuito externo debe reducir la corriente y permitir la recuperación del bloqueo. La conmutación puede ser natural, asociada a la evolución del circuito, o forzada mediante una acción auxiliar.

Tras la extinción de corriente debe respetarse el tiempo de recuperación t_q antes de volver a exigir bloqueo directo, bajo las condiciones especificadas. [7]

Tiempo concedido para recuperar el bloqueo

Ejemplo: t_q = 150 µs, con condiciones de ensayo fijas.

Esta comprobación es independiente de la secuencia manual anterior. No calcula una frecuencia máxima universal: también importan circuito, temperatura, corriente previa y tensión reaplicada.

Una familia, distintos mecanismos

Dispositivo	Idea que debes retener
SCR de control de fase	Encendido por puerta y apagado externo; frecuente a 50/60 Hz y en muy alta potencia. Su tiempo de apagado puede ser del orden de cientos de µs.
SCR rápido	Menor tiempo de recuperación, por ejemplo del orden de 5–50 µs; las prestaciones concretas y compromisos dependen del dispositivo.
Puerta amplificada	Una estructura de disparo auxiliar ayuda a controlar el tiristor principal con menor corriente externa de puerta.
TRIAC	Conduce en ambos sentidos y utiliza una única puerta. Su función se asemeja a dos SCR en antiparalelo; no es una equivalencia física exacta.
BCT	Dos tiristores en antiparalelo, con estructuras eléctricamente separadas y puertas independientes; orientado a mayor potencia que un TRIAC.
GTO	Pulso positivo para encender y pulso negativo adecuado para apagar. El mando de apagado debe extraer corriente.
Otras variantes	Disparo por luz y estructuras controladas mediante FET/MOSFET.

No todos los encendidos son deseados. Una tensión excesiva, una temperatura demasiado alta o una elevada dv/dt pueden provocar disparos no controlados. La ruptura directa no es el método normal de disparo del SCR.

05 / EXPLORA Y COMPRENDE

Transistores: el mando recupera el control

BJT, MOSFET e IGBT comparten la posibilidad de apagado controlado, pero no sus necesidades de excitación ni sus pérdidas.

Mismo objetivo, distinta física

En los transistores, el mando permite controlar tanto el encendido como el apagado. Compara qué se aplica al terminal de control y qué limita cada familia.

MOSFET en paralelo: reparto estático y excitación de puerta

Con suficiente excitación de puerta y un coeficiente de temperatura positivo de $R_{DS(on)}$ , un MOSFET más caliente presenta mayor resistencia en conducción y tiende a absorber una fracción menor de la corriente estacionaria. Esto puede favorecer el reparto estático. Cerca del umbral o en funcionamiento lineal importan las dependencias térmicas del umbral y de las características de transferencia; no se puede suponer la misma conclusión.

El equilibrio de corrientes durante la conmutación sigue dependiendo de las tolerancias, la excitación de puerta, el trazado y la refrigeración. Comprueba los datos del dispositivo y el área de funcionamiento seguro. El modelo térmico de este laboratorio no realimenta la temperatura a las pérdidas eléctricas.

Referencia técnica: MOSFET de potencia en paralelo (Infineon).

Controlado por tensión ≠ corriente siempre nula

La puerta aislada de un MOSFET prácticamente no consume corriente estacionaria, pero hay que mover carga para cambiar su tensión. El driver entrega y extrae esa carga. [1]

Carga de puerta Q_G

Módulo de corriente del driver

Frecuencia f_s

Excitación entre 0 y 12 V. Corriente de accionamiento constante durante cada transición; nula al terminarla.

Tiempo de transferencia—Estimación QG / |IG|

Corriente media de la fuente del driver—No es la corriente neta de puerta

Potencia de accionamiento—Driver + resistencias de puerta

La meseta de tensión ilustra el efecto Miller de forma cualitativa. No es una curva de carga de un dispositivo concreto. La corriente de potencia del transistor no es la corriente de puerta.

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

Δt ≈ Q_G / |I_G|
I_fuente,med ≈ Q_Gf_s
P_{accionamiento} ≈ Q_GV_drivef_s

Se supone una excitación convencional de 0 a 12 V, una carga y una descarga por período, sin recuperación de energía y sin consumo de reposo del driver. No se multiplica por dos la potencia anterior: la expresión ya corresponde al ciclo completo de carga y descarga. En régimen periódico, la corriente neta media que entra a la puerta puede ser cero, aunque la fuente del driver suministre potencia.

En este modelo se mantiene Q_G fijo para las condiciones seleccionadas; en una hoja de datos depende también de la tensión de accionamiento, la tensión de bloqueo y la corriente de ensayo. Q_G/|I_G| estima la duración de la transferencia total de carga, no por sí solo el tiempo exacto de cambio de la tensión de drenador.

La curva de carga se divide didácticamente en un 30 % de subida hasta 5 V, un 45 % de meseta a 5 V y un 25 % de subida hasta 12 V. La descarga recorre la misma curva al revés. La potencia de accionamiento se disipa en el driver y en las resistencias externas e internas de puerta; no es toda ella pérdida de conducción del chip de potencia. [1]

La cola de corriente del IGBT

La carga almacenada puede prolongar la corriente del IGBT después de que la tensión colector-emisor haya subido. Esa coincidencia añade energía de apagado.

Duración de la cola

Corriente al inicio de la cola

Durante la cola se toma V_CE = 400 V. Se aproxima su caída de corriente mediante una recta.

Energía debida solo a la cola—No es la energía total de apagado

E_cola ≈ ½ V_CEI_cola,0t_cola

El origen temporal se sitúa al inicio de la cola; la caída inicial de corriente ya ha ocurrido y no se dibuja. El MOSFET no tiene esta cola minoritaria del IGBT, pero sí puede presentar pérdidas por solapamiento de tensión y corriente y por efectos capacitivos.

Si, SiC y GaN: el material también importa

Silicio (Si)

Base de diodos, tiristores, MOSFET e IGBT. La elección entre familias depende del compromiso entre bloqueo, conducción y conmutación.

Carburo de silicio (SiC)

Su mayor campo crítico permite estructuras favorables al bloqueo de alta tensión. Los MOSFET de SiC permiten conmutar más rápido que los IGBT de Si en muchas aplicaciones comparables.

Nitruro de galio (GaN)

Material de banda prohibida ancha, atractivo para frecuencias muy elevadas y aplicaciones de baja o media tensión, según el dispositivo.

Una mejora no es universal. Una frecuencia mayor puede reducir el tamaño de elementos pasivos para un rizado especificado, pero aumenta la importancia de las pérdidas de conmutación, el accionamiento y los parásitos. SiC y GaN no eliminan los límites térmicos del encapsulado.

Compara dispositivos bajo la misma tensión, corriente, temperatura y excitación. “SiC siempre tiene menos pérdidas” o “IGBT siempre soporta más corriente que MOSFET” no son reglas válidas para cualquier comparación.

06 / EXPLORA Y COMPRENDE

Elegir es comprobar condiciones

La mejor familia no es la que gana una sola columna de un catálogo, sino la que satisface la aplicación completa.

Lee condiciones, no solo números grandes

Tensión y corriente

Distingue valores continuos, picos repetitivos y picos no repetitivos. No intercambies corriente media, eficaz y de impulso.

Conmutación y puerta

Comprueba tiempos o energías, carga de puerta, di/dt, dv/dt y condiciones de encendido y apagado.

Temperatura

Revisa T_j,max, resistencia térmica, temperatura de carcasa y montaje. Un valor máximo de corriente suele depender de cómo se evacúa el calor.

Dos máximos no forman automáticamente un punto de trabajo permitido. Respetar por separado una tensión máxima y una corriente máxima no basta. También cuentan su coincidencia temporal, la temperatura y el área de operación segura (SOA). [4]

El calor necesita un camino

Aumenta las pérdidas o empeora una resistencia térmica. Observa por qué la unión está más caliente que la carcasa y que el disipador.

Ejemplo inicial compartido: 25 W de pérdidas, 25 °C de ambiente y resistencias térmicas de 0,4 / 0,2 / 1,5 K/W entre unión y carcasa, carcasa y disipador, y disipador y ambiente. Da temperaturas de disipador / carcasa / unión de 62,5 / 67,5 / 77,5 °C. Cada laboratorio tiene sus propios controles; son valores iniciales para comparar, no un enlace en tiempo real ni una comprobación de la impedancia térmica transitoria o del área de funcionamiento seguro.

Compara el ejemplo térmico en Control y protecciones.

Pérdidas del semiconductor

Puedes introducir las pérdidas con el deslizador.

Temperatura ambiente

Unión → carcasa R_θjc

Carcasa → disipador R_θch

Disipador → ambiente R_θha

Unión—Chip

Carcasa—Encapsulado

Disipador—Superficie

Ambiente—Aire

Margen hasta 150 °C—Límite didáctico de unión

Máxima pérdida a 150 °C—Para este camino térmico

Cálculo estacionario de un único dispositivo con camino térmico en serie. No hay dinámica térmica ni realimentación de la temperatura sobre las pérdidas. Una temperatura calculada excesiva es una advertencia del modelo, no un estado válido del componente.

Definiciones, ecuaciones y alcance del modelo

T_j = T_a + P_pérd(R_θjc + R_θch + R_θha)
T_c = T_a + P_pérd(R_θch + R_θha)
T_h = T_a + P_pérdR_θha

Una diferencia de temperatura de 1 K equivale a una diferencia de 1 °C; por ello K/W y °C/W son equivalentes para una resistencia térmica. El límite de 150 °C se fija solo para el ejercicio; debe reemplazarse por el límite y margen de diseño del componente real.

En transitorios se utiliza la impedancia térmica dependiente del tiempo, no solo la resistencia térmica estacionaria. Un cálculo térmico favorable no valida tensiones, corrientes de pico, SOA ni condiciones de montaje. No se atribuye al chip toda la potencia del circuito de accionamiento.

Ampliación: pulso único e impedancia térmica (pregunta 24)

Para un pulso rectangular de pérdidas P y duración tp, partiendo de Tj(0) = Tc y manteniendo constante la temperatura de carcasa, la elevación de temperatura al final del pulso se estima con:

ΔT_jc(t_p) ≈ P Z_θjc(t_p)
T_j(t_p) ≈ T_c + ΔT_jc(t_p)

Aquí Zθjc(tp) se expresa en K/W. Si la curva está normalizada y da Zθjc/Rθjc, multiplica primero su valor por Rθjc. No sustituyas automáticamente Zθjc(tp) por la resistencia térmica estacionaria.

Es una relación para el pulso único y las condiciones iniciales indicadas. Los pulsos repetitivos o una unión inicialmente más caliente requieren otro cálculo. El simulador de esta página sigue siendo estacionario; un resultado térmico admisible tampoco valida por sí solo la SOA. [6]

Elige una familia y justifica el compromiso

Aplicación planteada

Familia que propones estudiar

Selecciona una familia. Puede haber más de una opción razonable.

Son ejercicios de preselección, no recomendaciones de compra. La tensión nominal del dispositivo debe contemplar la tensión real aplicada y las sobretensiones; no se elige un componente “de 600 V” solo porque el bus sea de 600 V.

Mapa comparativo para repasar

Tendencias cualitativas; los rangos reales se solapan y cambian con la tecnología.
Familia	Mando	Apagado por mando	Fortaleza habitual	Limitación que recordar
Diodo	Sin puerta	No	Rectificación y caminos de corriente	Recuperación, caída y bloqueo
SCR	Corriente de puerta al disparar	No	Muy alta potencia a baja frecuencia	Enclavamiento y recuperación del bloqueo
GTO	Corriente de puerta de ambos signos	Sí	Alta potencia con apagado controlado	Exigencia del mando y conmutación
BJT	Corriente de base	Sí	Comprender el control bipolar	Excitación sostenida y carga almacenada; poco habitual en nuevos convertidores de potencia frente a MOSFET e IGBT
MOSFET de Si	Tensión puerta-fuente	Sí	Conmutación rápida; CC/CC	Compromiso resistencia–bloqueo–carga de puerta
IGBT de Si	Tensión puerta-emisor	Sí	Potencia media/alta y accionamientos	Cola de corriente y pérdidas de apagado
MOSFET de SiC	Tensión puerta-fuente	Sí	Alta tensión con conmutación rápida	Accionamiento, parásitos, pérdidas y coste del sistema
Transistor de GaN	Tensión puerta-fuente	Sí	Conmutación muy rápida en baja y media tensión	Margen estrecho de tensión de puerta, trazado y parásitos

07 / EXPLORA Y COMPRENDE

Aprender cambiando una sola cosa

Ocho investigaciones para transformar las curvas y los números en argumentos físicos.

Predice → observa → explica. Los botones cargan únicamente los parámetros de la actividad correspondiente. Tu registro no se envía a ningún servidor; utiliza «Exportar mi trabajo» para conservar una copia independiente del navegador.

¿Qué limita la corriente de un interruptor ideal?

Cierra y abre el interruptor del circuito de 100 V y 20 Ω. Antes de pulsar, predice su tensión, la corriente del circuito y la potencia que pierde el interruptor en cada estado.